單電源IGBT驅動電路設計

 單電源IGBT驅動電路設計

 隨著電力電子技術的飛速發展，IGBT的應用日益廣泛，而IGBT應用的關健問題是其驅動電路和保護電路的合理設計。驅動電路設計不好，常會造成IGBT工作在放大區，短時承受很大的功耗導致擊穿失效，或者使lGBT關斷不迅速，與其他IGBT換流時產生換流失敗，導致直流側電源短路而嚴重損壞。
  目前，最為常用的幾種IGBT驅動模塊電路在實際應用中都有其局限性：日本富士公司的EXB系列僅需單電源供電，但負柵壓過低，在高壓電路中會降低IGBT工作的可靠性，并且沒有短路軟關斷的封閉保護功能；三菱的M579系列在工作過程中需雙電源(+15 V，-10 V)供電，而且它和EXB系列內部均無隔離電源，若要驅動多組IGBT，需外接隔離電源；美國IR公司的IR2110雖具有自舉浮動電源，只用一路電源即可驅動多個功率器件，但是它本身不能產生負偏壓，容易造成橋臂短路，不適用于直接驅動中、大功率IGBT。
  本文提出一種新型的驅動電路，它采用單電源供電，能夠產生負柵壓，使用脈沖變壓器隔離，無需提供單獨的浮地電源便可產生兩路脈寬可調的驅動脈沖，并且還具備各種保護功能。
 
  1. 工作原理
  本研究提出的IGBT驅動電路原理圖，如圖1所示。該電路采用一組15 V的穩壓電源，脈沖變壓器初級繞組并接2只反向串聯的穩壓二極管，其穩壓值與正負指壓相同，防止電路中出現高壓尖峰。3個N溝道MOS管VQ5、VQ6、VQ7的驅動脈障Us、Ux、Uy的波形，如圖2所示。脈沖變壓器的2個次級繞組T2、T4分別驅動2組IGBT模塊。柵極申聯電阻Rg的選擇必須合適，過高則增加關斷損耗，過低則使關斷過電壓加劇。合適的Cge有利于抑制dic/dt：Cge太大，開通時間延時；Cge太小，對抑制dic/dt效果不明顯。井聯柵射間電阻Rge可使柵射電壓免受IGBT和電路寄生參數的干擾，防止器件誤導通。另外，IGBT的輸入阻抗呈容性，因此對柵極電荷集聚很敏感，要有一條低阻抗值的放電回路，即驅動電路與IGBT的連線要盡量短。
  通常情況下，由于變壓器不能傳遞直流分量，使用脈沖變壓器隔離的驅動電路不能實現任意脈寬輸出，從而導致其應用的局限性；而光電耦合驅動器雙側都是有源的，其提供的正向脈沖及負向封鎖脈沖的寬度可以不受限制。本電路輸出的驅動脈沖正、負柵壓數值相等(15V)，且帶有死區，其中死區時間及脈沖寬度均可調。

圖1  IGBT驅動電路原理圖

圖2  MOSFET驅動波形

  驅動電路的工作過程分為開通、死區和關斷3個階段：
  (1)開關模態[t0，t1]。Ux為高電平，Uy為低電平，當Ux電壓幅偵升高到大于VQ6管子的閾值電壓UGS(th)時，VQ6被觸發導通，Uw電平為零。變壓器初級繞組T1的電壓極性為上高下低12 V，繞組T2兩端將產生相同極性的感應電勢Uge。
  (2)開關模態[t1，t2]。Ux、Uy同為低電平，進入死區時同，T6隨之關斷。此時，Us與Vcc的電壓差額升高到大于T5管子的閾值電壓UGS(th)時，VQ5被觸發導通，變壓器初級繞組L1的電流經過D2、T5續流。二極管D2、D3避免了短路。Uw電壓等于Vcc。變壓器初級繞組T1上下端的電壓差額為零，繞組T2兩端的感應電勢Uge同為零。
  (3)開關模態[t2，t3]。Ux為低電平，Uy為高電平，此時T6關斷、T7導通。繞組T3上電壓極性為上低下高15 V，與繞組T1發生感應后產生相同極性的感應電勢，Uw電壓將在Vcc的基礎上再疊加Vcc變成30 V。繞組T1的電壓極性為上低下高15 V，繞組T2兩端將產生感應電勢Uge=-15 V。

 
圖3  MOSFET驅動脈沖產生電路原理圖

  3個MOSFET驅動脈沖產生電路原理圖，如圖3所示。該電路首先由PWM芯片產生兩路相差180°、帶有死區的驅動脈沖Ua、Ub然后分別經過推挽電路將驅動信號的功率放大后產生Ux、Uy。同時，Ua、Ub經過或非門后提取出死區時的電壓Uc。Uc與Vcc共同對C1進行充放電。[t0、t1]時，Vcc通過D1、R1對C1充電，R1非常小，充電過程十分迅速，Ux等于Vcc；[t1、t2]時，Ug變為高電平，通過R1、R2放電，由于R2遠大于R1，放電非常緩慢，Ux在Vcc的基礎上再疊加一個高電平，使Ug有足夠的驅動能力驅動VQ5。
  基于PWM芯片可以實現限流保護、軟啟動控制、死區控制及保護控制等功能。常用的PWM芯片(如SG3525、TLA94等)片內都有誤差放大器，利用片內提供的基準源，由電阻分壓給誤差放大器的低端以提供比較基準，誤差放大器的高端接入電流反饋，形成準PI調節，具有很高的穩壓、穩流精度。
 
  2. 實驗結果
  試驗樣機相關情況如下：將市電整流成15V的直流電壓，經由7815穩壓后為驅動電路提供電源。工作頻率為23.8 kHz，即工作周期為42μs。VQ5、VQ6、VQ7為N溝道MOS管IRF630。
  驅動電路實測波形，如圖4所示。PWM芯片SG3525輸出的兩路脈沖Ua、Ub如圖4(a)所示；經推挽電路后的兩路驅動脈沖Ux、Uy，如圖4(b)所示，這兩組波形的相位都互差180°。死區脈沖Uc和VQ5的門極驅動脈沖Ux，如圖4(c)所示，死區時間為2.6μs。VQ6的漏極電壓Uw和變壓器副邊T2的驅動電壓Uge，如圖4(d)所示。另一種脈寬的驅動電壓Uge，如圖4(e)所示，波形表明，脈沖變壓器能為IGBT提供良好的、可變的正向柵壓(+15 V)和反向柵壓(-15 V)。

(e)調整脈寬后的移動電壓
圖4  驅動電路實測波形
 

  3. 結束語
  本本提出了一種單電源的IGBT新型驅動電路，其主要特點是，采用脈沖變壓器進行電氣隔離，僅使用一組7815作為穩壓電源，可提供良好的正、反向柵壓，無需提供單獨的浮地電源便可產生兩路驅動脈沖?；赑WM芯片可以實現死區時同、工作頻率及脈寬可調，井帶有軟啟動、限流及穩壓等保護功能，且電路簡單實用。實驗結果證明了這種方案的合理性和有效性。