變壓器隔離全橋IGBT驅動電路設計

變壓器隔離全橋IGBT驅動電路設計

在脈沖電源中，驅動電路的質量直接關系到逆變器的正常工作。一個好的驅動電路首先要保證開關的安全，其次要使開關的損耗小。這兩者之間存在矛盾。因為功率開關元件引起的損耗主要是開關損耗（開關損耗和關斷損耗）。開關損耗與驅動脈沖信號上升沿和下降沿的陡度密切相關。下降沿和上升沿越陡，開關損耗越小，即電壓和電流重疊的時間越短。然而，較陡的上升和下降沿將產生過大的脈沖電流和電壓尖峰，這威脅到開關的安全。因此，為了實現安全有效的供電，有必要抑制或吸收這些電流和電壓尖峰。本文介紹了一種變壓器驅動的大功率IGBT模塊電路。它不僅具有很強的驅動能力，而且能很好地吸收電壓和電流尖峰。

1。驅動電路分析及驅動電路存在的問題

在中頻脈沖滲碳電源中，快速進行過電流保護非常重要，驅動脈沖的無延遲傳輸在實時過電流保護中起著重要作用。同時，為了減少開關損耗，也需要驅動脈沖非常陡峭的上升和下降。一些特殊場合要求緊湊、簡潔，不需要額外的驅動電源等?？紤]到上述要求，采用變壓器隔離全橋驅動電路，其電路如圖1所示。

圖1變壓器隔離全橋電路

在圖1中，每個臂選擇一個NMOSFET和一個PMOSFET。兩個PWM控制信號1或2是高電平，即，1是高電平，2是低電平，Q 1和Q4是關閉的，Q 2和Q3是接通的，Q5是接通的。此時，Q2、Q3和T1的初級繞組將形成一條路徑。在T1的一次側施加脈沖電壓，相應的二次側得到驅動脈沖信號。1、2為低電平，Q1、Q2同時接通，T1原邊短路，則次邊無脈沖輸出。MOSFET導通電阻小，響應快，能提供瞬時導通IGBT所需的大電流，保證驅動脈沖具有較陡的上升和下降沿。應注意的是，滲碳脈沖電源的輸出脈沖控制芯片采用UC3825，屬于峰值電流控制芯片。它具有抗磁偏置的能力，并且不需要添加直流電容器來防止磁偏置。相反，當增加直流電容時，會出現兩個PWM控制信號不能同時關斷的問題。在移除直流電容器之后，問題就消失了。因此，在使用直流電容時應注意芯片的控制方式，防止偏置。

雖然上述驅動電路解決了驅動信號的無延遲傳輸問題，并且為驅動脈沖提供了較陡的上升和下降沿，但是在驅動脈沖的上升和下降沿也有較大的開關峰值。上升沿過沖主要是由泄漏引起的。詳細討論了超調的具體分析和消除方法。下降沿的開關峰主要是由勵磁電感引起的。通常，這兩個峰值的減小是通過增加Rg(柵電阻)來實現的，但是增加Rg將減緩驅動脈沖的上升沿和下降沿的陡峭度并增加開關損耗。

圖2.第一脈沖周期的每個波形的時間序列圖

具體工作過程分析如下：圖2為脈沖周期。當正脈沖上升沿（t0~t3）出現時（這里只考慮正脈沖），電容C等效于短路。通過二極管D和電容C，IGBT可以獲得較大的瞬時電流，從而縮短了驅動脈沖的上升時間。在圖2中，正脈沖是IGBT的驅動信號，而負脈沖的上升沿是由另一個驅動脈沖引起的。因此，我們需要討論的是另一個驅動脈沖的下降沿峰值。這四個輸出脈沖是一樣的，所以我們只需要討論一種方式。然而，為了直觀和完整，這里將其討論為局部負脈沖的上升沿（如下所述）。當然，穩壓支路也有電流流動，但是與加速電容器C支路相比，它非常小。沒有電阻R，電容器將在幾個脈沖周期內充電并失去其加速度。因此，需要當每個周期的上升沿到達時，電容器C的電荷不應該存儲在電容器上。因此，一個小電阻并聯連接到電容器，為電容器提供放電電路。IGBT的輸入柵極電容為滿，在平頂期間（t3-t4）柵極保持高電平。此時，IGBT的GE等效于斷開，變壓器二次側保持高電平。當脈沖下降沿（t4-t9）到達時，IGBT的輸入電容器在此期間將向后放電，需要減速。如果放電速度太快，將導致很大的關斷峰值。因此，需要阻止通過加速電容器的加速放電。因此，在加速電容器前面串聯一個快速恢復二極管，以便僅通過穩壓管放電。壓力調節器能很好地吸收其峰值，控制其下降沿的陡度。

在改進電路中增加的器件可以看作是一個可變電阻：當脈沖的上升沿開始到達IGBT Miller平臺(t0-t2)時，電阻值非常小，主要是充電電流流過加速電容器的分支，從而持續加速柵極電容器的充電。IGBT。在此期間，IGBT Miller平臺的充電電流率隨著電容器電壓的增加而逐漸減小。在米勒平臺末端，充電電流為零，充電電流達到最大值。這可以通過柵極電阻上的電壓波形來確認。在上升沿（t3）的末端，充電電流減小到幾乎為零，因此沒有出現過沖峰值。在電容器加速以阻塞其快速放電通道之前，添加反向二極管。圖3是原始的驅動波形；圖4是附加電路驅動波形；圖5是負載滿時的驅動波形。

圖3原始驅動波形

2。驅動電路改進方法分析

圖1所示的電路是對原有驅動電路的改進。通過在柵極上增加穩壓器、二極管、電容器和電阻，可以良好地吸收上升沿、下降沿和峰值。

從圖3和圖4的比較中可以看出，在小延遲的情況下，峰值應該最小化。從圖3中可以看出，要減小的主要峰值是負脈沖后緣處的過沖峰值，因為這個峰值可能達到IGBT的開口電壓（Vth），這將導致同一橋臂的兩個IGBT直接通過。同時，從圖5可以看出，驅動波形在滿載（600V/30A）下具有良好的穩定性，沒有大的峰值，保證了IGBT的穩定性。設置，安全工作。

圖4改進了電路驅動波形

圖5滿載驅動波形

驅動等效電路如圖6所示。其中，Lm是變壓器次級側的勵磁電感；Z1是電壓調節器（其反向等效于二極管，所以用二極管代替它）；Rg是驅動電阻，Cgs是柵極和IGBT源之間的電容；R1是線路的等效電阻。等效電路表明：

Vgs=Vab+VZ1+VRg+VR1(1)

R1的實際值非常小，可以忽略不計。穩壓二極管在D1和C1的兩端并聯連接。它的電壓是D1和C1兩端的電壓之和。電壓調節器二極管是一種“可變”電阻器，可隨電流自動調節。通過改變電阻來控制上升沿和下降沿的速率，可以控制過沖峰值的大小。測量的Rg和驅動變壓器次級側的反向波形如圖7所示。Rg上的電壓波形是流過勵磁電感的電流波形。正脈沖下降沿的過沖峰值是由激勵電感引起的：

U=Lmdi/dt(2)

從公式(2)可以看出，勵磁電感越小，勵磁電感上的電壓尖峰越小，IGBT G-S之間的電壓尖峰越小。對于脈沖平頂，應綜合考慮各種情況。

圖6。正脈沖下降沿的等效電路

圖7Rg和變壓器次級側的反向波形

三。結論

通過對上述改進電路的詳細分析，可知驅動脈沖過沖峰值對安全構成威脅。